Beiträge von MOSFET

    Ich würde Euch beiden ganz ganz dringend sichere Kleinspannung empfehlen :pinch:


    MOSFET : Und das bedeutet jetzt ganz genau was?


    Dass der böse Strom noch gefährlicher wird, wenn man 1. nicht rechnen kann:

    Hab ausgerechnet, dass jede LED ~13mA bekommt, also kräftig unterstromt wird (0,13mA*140V = 18W)

    Zwei Fehler in einer Zeile...
    ... und 2. selbst wenn man korrekt 130 mA ausgerechnet hätte, immer noch so gar keine Ahnung hat, auf welche Bauteilparameter man achten muss:

    muss die Drossel auf einen Sättigungsstrom ausgelegt werden, der dem doppelten LED-Strom entspricht


    Diese Drossel sättigt bei 110 mA :!:

    Zitat

    Wenn die Induktivität zu groß wird, wird die Lampe heller und wenn der wert zu klein wird, wird sie dunkler.

    Was für ein Blödsinn :S


    Ich bin raus hier...

    Wenn das IC wirklich ein BP2832A ist,
    - läge die Schaltfrequenz bei 37mH und 140V LEDs an gleichgerichteten 230V bei knapp über 10 kHz => ich glaube eher an 3,7 mH
    - muss die Drossel auf einen Sättigungsstrom ausgelegt werden, der dem doppelten LED-Strom entspricht (critical conduction mode), bzw. auf 0,4V/RSense
    - liegen zwischen zwei Pins des SO8 325V Peak <X

    Tja, was soll ich sagen: Ohne dass ich weiter etwas gemacht hätte, wird die XM-L2 U2 auf Cu-Kern-Platine jetzt auch bei mir angezeigt. Sicher die magische Kraft der Worte "Sollte eigentlich gehen"...

    Sonst einfach aus dem normalen Shopbereich auswählen.

    Geht bei mir auch nicht, das sieht bei mir so aus:

    Die XM-L2 U2 auf Cu-Kern-Platine taucht da nicht auf, auch Löschen des Browserverlaufs hilft nicht ?(
    Beim Anklicken direkt aus dem day trade gab es folgende Meldung:

    Zum dritten Mal in kurzer Zeit war heute die XM-L2 U2 auf Cu-Kern-Platine im Daytrade, ohne dass es dazu eine aufrufbare Artikelnummer gäbe, sprich: jedes Anklicken führte nur zu einer Fehlermeldung ?( Ich kann mir nicht vorstellen, dass das keinem aufgefallen ist, zumal wenn es da dann keinen Umsatz gibt. Ist das nur eine andere Art zu sagen "Wir können uns soviel Sonderangebote nicht leisten, es gibt heute nur zwei Angebote" oder wie versteh ich das? Oder geht es nur mir so und es liegt an irgendeiner Browsereinstellung?

    Aber 0,4V sind für einen normalen Buck-Treiber viel zu wenig. Der braucht mal mindestens 1V, wenn er nicht als "low-drop" verkauft wird.

    Das halte ich für ein Gerücht. Der "Drop" beim üblichen Hysterese-Buck setzt sich aus der Spannung am Sensewiderstand (Häufig 100mV) und dem Produkt aus Nennstrom und RDS(on) des internen MOSFETs zusammen, beim AL8805 z.B. kommt man da typisch auf 0,35V und maximal auf 0,5V. Und dass ein Buck als "Low-Drop" verkauft würde, habe ich noch nie gesehen, eigentlich benutzt man diese Bezeichnung nur bei Linearreglern und spricht bei Schaltreglern eher von "high efficiency" o.ä. wie beim AL8805 ja zu sehen ist.


    In der Tat wäre die LED nur an, wenn auch der Motor und somit die Lichtmaschine läuft.

    Warum willst Du dann unbedingt auf 12,2V auslegen? Das wäre doch Verschwendung. Für >13V reichen die Standard-instructables-KSQ oder ein Billig-Buck und gut ist...

    1) Der ideale Treiber wäre ein Schaltwandler für alle Topologien, also Buck, Boost, Invers-/Sperrwandler, Cuk, SEPIC... Das ist gar nicht so unrealistisch, der LM3429 zeigt den richtigen Weg: Eine current mode-Regelung, bei der sowohl der MOSFET-Strom als auch der Ausgangsstrom erfasst werden, optimalerweise der MOSFET-Strom per Drainspannungsmessung und der Ausgangsstrom über einen niederohmigen Shunt mit beliebigem Potenzialbezug...
    2) Dazu wäre noch eine Möglichkeit zur Synchrongleichrichtung super
    3) Für einen weiten Strombereich sagen wir mal 50mA bis 10A und ebensolchen Spannungsbereich 3,3V (für LiFePO4) bis 600V (für Sperrwandler am Netz) ausgelegt, entweder gleich passende MOSFETs für diese Ströme & Spannungen integriert (das wäre jetzt wirklich utopisch) oder Treiber für externe MOSFETs, der Treiber für den "Synchrongleichrichtungs-MOSFET" wäre idealerweise potenzialfrei
    4) und das Ganze natürlich für 10 Cent :whistling:


    Ich fand ja damals den Panasonic AN30888 schon einen guten Ansatz, hatte aber keine Bezugsmöglichkeit mit vertretbarem Preis gefunden, und die Angaben im Datenblatt waren auch komisch :(

    Der seriöse Elektronikprofi, nennen wir ihn Dr. Jekyll, wird Dir an dieser Stelle erklären, dass es gerade für höhere Spannungen sinnvollere und viel einfachere Schaltungen gibt, die bei Auslegung und Aufbau nur einen Bruchteil der Nerven kosten, z.B. 3A LED-Treiber (4,5V...18V) für Selbstbauer (die man mit einem Spannungsregler vor dem MOSFET-Treiber auf fast beliebige Spannungen und Ströme aufblasen kann) oder eine Applikation des ZXLD1370 (bis 60V, Strom vom externen MOSFET abhängig). Erst unterhalb von ca. 4-4,5V wird es schwierig mit den IC-Lösungen und auch der Profi muss sich mit den diskreten Lösungen beschäftigen.


    ...


    Falls dann aber doch mal der fanatische Entwickler (Mr Hyde) durchbricht und einfach wissen will, was aus so einer Schaltung rauszuholen ist, kann das etwa so ablaufen:
    - Mit dem aktuellen Transistor 2SB772 ist nicht mehr viel rauszuholen, das Maximum Rating von 30V sollte nicht komplett ausgenutzt werden, bei 25V und max. 1,5 bis 2A wird da Ende sein.
    - folglich brauchen wir als erstes einen Transistor T1, der auch bei hohen Strömen noch eine hohe Stromverstärkung hat. Weiter oben wurden schon die Typen von Zetex erwähnt, und ich kenne da auch nichts Besseres.
    - Da die npn-Typen immer bessere Eigenschaften haben als die pnp, drehen wir als Erstes die Schaltung um, d.h. + und - werden vertauscht, npn gegen pnp und umgekehrt getauscht und alle Dioden gedreht.
    - Es bietet sich dann z.B. der FZT 851 bis 60V und ca. 6A an, für die Auslegung in LTSpice kann man den FZT849 benutzen:

    - Der Elko über Shunt *und* LED erschwert die Auslegung als Hystereseregler und wird gleich mal weggelassen.
    - Um die Verlustleistung am Shunt R6 kleinzuhalten, ist es sinnvoll, mit R7 und D1 eine Vorspannung zu erzeugen, wie von der verbesserten instructables-KSQ bekannt.
    - Im Datenblatt des FZT849/851 ist eine ausreichend kleine UCE-Restspannung für ein IC/IB von 50 angegeben, d.h. für die gewünschten 6A braucht man 120mA Basisstrom! Diese lassen sich relativ unabhängig von der Versorgungsspannung erzeugen, indem man Q2/R1 mit D4/D5 zur Stromquelle ausbaut. Der Basiswiderstand von Q2 kann dann entfallen.
    - Damit ist auch die Hysterese an R6 festgelegt, als Differenz zwischen Vf(D4)+Vf(D5) und UBE(Q2). DA die Hysterese nicht zu groß werden soll gegenüber dem Nennwert, ist die Bauteilauswahl hier kritisch.
    - Um die Spannungsabhängigkeit weiter zu verringern, werden die Basis von Q2 bzw. der Kollektor von Q3 zum Teil aus der stabilen LED-Spannung an D7 versorgt (über R4).
    - Um die Ausschaltverluste von Q1 klein zu halten, wird R3 sehr klein gewählt.
    - Trotzdem sind die Ausschaltverluste immer noch beträchtlich für das SMD-Gehäuse, die Schaltfrequenz sollte deshalb nicht zu groß gewählt werden. Da es ein Hystereseregler ist, empfiehlt sich dazu erstmal ein größerer L-Wert für L1 -> 100µH. Solange Q1 nicht heiß wird, kann man L1 dann später schrittweise verkleinern.
    - Über den Wert von R6 wird der Ausgangsstrom eingestellt, mit 68 mOhm (!) liegen wir hier richtig und haben wenig Verluste im Shunt.
    - Natürlich muss die Freilaufdiode D2 eine Schottky sein und den geplanten Ausgangsstrom wie auch die max. Eingangsspannung vertragen.
    -Zumindest in der Simulation ist jetzt alles in Ordnung:

    - Die Schaltung schwingt bei knapp über 6V an und regelt den Drosselstrom auf einen Mittelwert von ca. 6A, der bis 30V gehalten wird (eigentlich schon zuviel für den FZT849).
    - Die Verlustleistung im Transistor V(Switch)*Ic(Q1) bleibt gemittelt unter 1W. Bei 22µH Drossel und 30V Eingangsspannung wäre man bei 3W, das wäre zuviel.


    Bliebe noch die Überprüfung im praktischen Aufbau...

    Also meine Schaltungen funktionieren am besten, wenn ich sie mit Theorie herleiten und begründen kann. Ohne Theorieverständnis wäre ich wohl meinen Job los. Aber ich will Dir das nicht aufdrängen, solange Deine Schaltungen ohne Verständnis funktionieren, werde glücklich damit :thumbsup:

    Bei wirksamer Drossel müsste die Eingangsspannung des Filters natürlich 12Vss sein (12V bei PWM ein und ~0V bei leitender Freilaufdiode). Ich vermute mal, Du hast so etwas hier:

    Wie man sieht, folgt der Drosselstrom mit nur geringer Anstiegszeit der PWM und klingt nach Ausschalten über die Freilaufdiode so schnell ab, dass Du den Peak auf dem CRT-Bildschirm kaum siehst. Der Elko sieht also praktisch einen gepulsten Rechteckstrom und "mittelt" diesen für die LED, zumindest solange eine nennenswerte Teilspannung am Vorwiderstand abfällt.
    Wenn Du das wirklich mit einem Step-Down vergleichen willst, wäre das einer im extremen Lückbetrieb und damit absolut unüblich. Für Deine Anwendung scheint es ja grob zu funktionieren, Du kannst aber hier keinen linearen Zusammenhang zwischen Duty Cycle und Ausgangsspannung oder -Strom erwarten. Weil sich der Kondensator kaum entlädt, fallen hier die Stromspitzen auch moderat aus, das klappt aber nur so lange, wie die LED-Durchlasspannungen nah genug an der Betriebsspannung sind. Der Einschaltstromstoss bei ungeladenem Elko bleibt auf jeden Fall kritisch.

    Dass da irgendwas nicht passt... Welchen Tastkopf hast Du verwendet, 1:1 oder 10:1? Ist die Frequenz wirklich 400Hz? Besteht die Last nur aus LEDs oder sind da Vorwiderstände mit bei (Stripes)?

    Einen Spannungsverlauf wie im oberen Bild bekommt man (EDIT: bei vollem Eingangsspannungshub) nur bei kontinuierlichem Strom, das ist bei 12V PWM-Eingang, 400 Hz und 100µH ausgeschlossen. Dein oberes Oszillogramm zeigt aber natürlich auch nur <900mV Amplitude, da reicht dann bald der ohmsche Widerstand der Drossel zum Filtern...

    Step-Down-Wandler arbeiten mit Schaltfrequenzen von teilweise über 100 kHz, damit sie mit einer Drossel im zwei- bis dreistelligen µH-Bereich auskommen. PWM-Dimmung wird dagegen meist mit einigen 100 Hz gemacht, also über den Daumen Faktor 1000 langsamer. Deine 100 µH-Drossel ist in diesem Frequenzbereich ein glatter Kurzschluss und kann bestenfalls die Schaltflanken minimal verschleifen (wobei der Schaltvorgang von PWM-Dimmern ohnehin sehr langsam ist im Vergleich zu einem Step-Down).


    Filtern würde hier nur die Elkos in Verbindung mit der (hoffentlich vorhandenen) Strombegrenzung des PWM-Dimmers, die dann z.B. bei einem Tastgrad von 10% nur in 10% der Zeit den Ausgangsstrom an den Elko liefert, aus dem dann die LED dann ein Zehntel des Stroms ziehen kann und wird. Deine TC420 ist mit 20 A max. Ausgangsstrom angegeben, der aber offensichtlich nicht begrenzt wird. Die wird dann Stromspitzen im vermutlich dreistelligen A-Bereich in die Elkos hauen, und die Frage ist dann nur noch, ob die Elkos oder die TC420 zuerst zerstört werden...


    EDIT: ...und das "Brummen" (PWM-Frequenz) wird im besten Fall durch ein Sirren ersetzt, da die Stromspitzen sehr oberschwingungsreich sind...

    Mensch, super Ergebnis, ich mochte der Simulation ja noch nicht so ganz vertrauen...
    Nochmal der Hinweis, dass für einen temperaturstabilen Strom T2 und D1 gleiche Temperatur haben müssen (Schließlich heißt der Thread immer noch "...mit verbesserter Temperaturstabilität"). Das ist hier noch viel wichtiger als bei der Version mit der Schottkydiode, weil die Temperaturdriften sowohl der Diodenspannung wie auch der UBE des Transistors relativ zu der kleinen Spannung an R3 noch stärker ins Gewicht fallen.
    Wie Ausskie ja weiter oben schon angemerkt hatte, kann man den Effekt natürlich auch ausnutzen und T2 mit auf dem Kühlkörper montieren, dann bekommt man eine thermische Abregelung.
    Der umgekehrte Fall (dass also die Diode im Betrieb stärker erwärmt wird als der Transistor) führt aber im Extremfall zum thermischen Weglaufen und muss unbedingt vermieden werden!

    So, ich habe mal alle drei Varianten in LTSpice geschmissen, ich hoffe, man kann was erkennen:



    Die LEDs sind vereinfacht als Gegenspannungsquelle von 11,8V modelliert. Die Versorgungsspannung steigt innerhalb einer Sekunde von 11,8V auf 12,8V, entsprechend der Drop von 0V bis 1V, d.h. die Sekundenangabe auf der x-Achse ist gleichzeitig der Drop in V, wie die rote Gerade nochmal bestätigt. Die Gatespannung des MOSFET (V(gate)-V(source), türkis) regelt sich bei ~1,2V ein, es ist also auch ein Logic-Level, zum IRLZ34 gibt's kein Modell. R3 habe ich jeweils so angepasst, dass ein Strom von knapp 0,5A erreicht wird.
    oben: Wie man sieht, bekommt man mit der von Juisoo aufgebauten Schaltung einen stabilen Strom ab ca. 0,4 bis 0,5V Drop - entspricht etwa den Messergebnissen.
    mitte: Durch Verkleinern des R2 auf 820 Ohm kommt man etwa 0,1V runter mit dem Drop, immerhin.
    unten: Durch das Umklemmen der 22k an Plus ergibt sich ein traumhaftes Verhalten mit nur ca. 0,15V Drop, wenn das in der Praxis nur halb so gut aussieht, sollte das die beste Variante sein.


    Es würde mich interessieren, ob die Messergebnisse das bestätigen können.

    Nochmal ein anderer Gedanke dazu: Mit einem Logic-Level-MOSFET ist die ohnehin geringe Spannung an R2 auch noch stark temperaturabhängig, im Extremfall könnte das zum thermischen Weglaufen führen. Einfach umgehen lässt sich das, indem man R2 nicht am Gate des MOSFET, sondern am Schaltungsplus (also hier +12V) anschließt. Damit ist dann die ursprüngliche Dimensionierung 4k99 (oder auch 4k7) und 22k wieder möglich und sollte zu recht kleinem Drop führen, völlig unabhängig vom Typ des MOSFET.

    Es sollte in der Tat möglich sein, mit dieser Schaltung einen kleineren Drop zu erzielen. Dein Problem dürfte sein, dass Du dich für R2 an der Dimensionierung von Ausskie orientiert hast, die auf einen Standard-MOSFET abgestimmt war. Du hast aber einen Logic-Level (IRL*) eingesetzt. Im eingeregelten Zustand ist bei diesem die Gatespannung deutlich kleiner, entsprechend auch die Spannung an R2. Um gleiche Stromverhältnisse zu bekommen, ist ein kleinerer Wert für R2 sinnvoll, so um die 1k könnte sinnvoll sein, für den besten Wert lohnt es sich zu probieren.