Kann man eine Instructables KSQ auf diese Leistung aufbohren.
Na klar kann man das. Aber du wirst dann gut überlegt dimensionieren und kühlen müssen. Schau dir mal den SOA von Leistungstransistoren an, und zwar die DC-Kurven! Es wird auf die Parallelschaltung einiger fetter Transistoren hinauslaufen.
Mein erster Gedanke war ein Trenntrafo mit Gleichrichtung, aber das Kondensatorpaket wird zu mächtig für die Glättung.
Wo ist denn da die Stromregelung? Oder soll KSQ Konstantspannungsquelle bedeuten? Auch das wäre so nicht gegeben.
Natürlich kann man sowas auch selbst bauen, aber das wäre wohl eine Nummer zu groß. Vielleicht ist das was.
Achja muss ich eigentlich was dran ändern wenn ich eine andere Eingangsspannung als die im Bild 7,4V habe?
Gar nichts. Die Schaltung funktioniert unverändert von 4,5V...18V. Das kann man unmittelbar dem Diagramm rechts neben der Schaltung entnehmen.
Und dann noch, was macht die Infrarot LED?
Die beleuchtet die Schaltung, falls die mal im Dunklen betrieben wird 8-). Nee, mal im Ernst, auch das steht da im Beschreibungstext.
Es wär auch gut wenn du nicht nur genau die angegebenen Werte für R1 oder R4 besorgst, sondern noch einige mehr die in der Nähe liegen, da die genaue Dimensionierung besonders von den rel. stark streuenden Daten von T1 abhängt. Da musst du ein wenig messen und probieren. Setz für R1 ein 1k oder 2k-Poti ein und stell es so ein, dass der Ausgangsstrom stimmt und dann ersetze das Poti durch einen passenden Festwiderstand.
Meine aktuelle Idee wäre zwei bis drei, einzel zuschaltbare KSQs (inkl. Gleichrichter, 100mA ) vor eine Cree XM-L U3 zu hängen.
Nach meinem leider beschränkten Verständnis könnte ich damit die Leistung zwischen 0,6, 1,2 und 1,8 W (@6V) regulieren???
Die verlinkte KStQ hat eine Dropspannung von 3,8V und ist daher für deine Anwendung nicht gut geeignet, besser wäre sowas hier.
Normalerweise wird bei solchen analogen KStQ der Strom durch einen Messwiderstand festgelegt. Es genügt also entprechende Widerstände umzuschalten, man braucht keine 3 KStQ. Auch würde ich die Ströme nicht im Verhältnis 1:2:3 sondern 1:3:10 umschalten.
22 Ohm 9 LEDs ---> 43,4 mA, 534 mW (59 mW je LED) Nutzleistung und 43 mW Verlustleistung
15 Ohm 9 LEDs ---> 51,7 mA, 655 mW (73 mW je LED) Nutzleistung und 42 mW Verlustleistung
Die Rechnungen sind wohl falsch, k.A., ob die anderen auch nicht stimmen: 9*1,2V=10,8V -> I=2,2V/22R=100mA usw.
Das Bestreben, die Spannung am Vorwiderstand zu klein wie möglich zu machen, erhöht zwar den Wirkungsgrad, aber auch die Gefahr des thermischen Hochlaufens des Stromes. Die Vf der LEDs hat nämlich einen negativen Tk von etwa 2...3mV/K. bei 9 Stück also etwa 20mV/K. Da die LED-Chips beim Betrieb mit Nennstrom durchaus 50K Temperaturerhöhung haben können steigt die Spannung am Vorwiderstand um etwa 1V und damit entsprechend der Strom und die Erwärmung usw. usf.
Bei 1,2V Flussspannung kommen nur rote in Frage
Na bei 1,2V müssen die sogar roter als rot (infrarot) sein.
Welcher OPV wäre dafür am besten geeignet?
Na wer lesen kann... Einen, der bei dir noch rumliegt, hatte ich genannt. Aber ich würds bei dieser Anwendung wohl ohne machen.
Ich weiß nicht, wie du "genau" definierst, aber 1°C "Schritte" sollte die Auswertung schon haben, mit einem 10Bit ADC gemessen.
Da weiß ich nur noch nicht was sinnvoller ist, für den Referenzbereich? 5V, also AVCC des µC oder die "Internen" 1,1V.
Von Genauigkeit hatte ich doch gar nicht gesprochen, sondern von Auflösung. Mit einem 10Bit ADC hast du 1024 Stufen. Die Spannung am PT1000 geht von 1...2V, das sind 205 Stufen für 250°C bei 5V Referenz. Die Auflösung wäre dann also etwas schlechter als 1°C.
Wenn du eine externe Referenz anschließen kannst, dann nimm doch z.B. einen TL431 und stell den so ein, dass sich eine Stufung von 1°C ergibt.
Die Frage die ich jetzt vorsorglich stelle ist diese, dass ich gerne wüsste welcher OPV dazu in Frage käme!
Auch wenn ich einen 2fach OPV nehme, wie hier angezeigt, braucht dieser ebenfalls einen geringen Offset nehme ich an! In welchen Bereich bewege ich mich da? 20µV, 500µV?
Dank meines VU Meter Projektes, habe ich noch einige (^^) OPV Typen da, wie zB den TL072 / TL062 / LM358 /LM....
Na die TLs vergiss mal gleich wieder. Dein PT1000 verändert den Widerstand im Temperaturbereich 0...250°C von ca. 950...1950Ohm. Die Eingangsspannung geht also von 0,95...1,95V. Da bräuchtest du für die TLs zusätzlich eine negative Betriebsspannung. Nimm einen Single-Supply-OPV für 5V z.B. LM358.
Wenn du nicht zu hohe Anforderungen an die Auflösung hast, kannst du doch den PT1000 (mit seiner Stromquelle) direkt an den AD-Wandler-Eingang des µC anschließen.
Der PT1000-Meßwandler von Pollin ist grob fehlerhaft, er funktioniert erst nach einigen Modifikationen richtig:
R9 entfällt (liegt parallel zum Fühler und verfälscht mit seinen 470 Ohm das Ergebnis massiv,
Das ist nicht richtig. R9 liegt am Ausgang des als Stromregler missbrauchten Spannungsreglers, aber nicht parallel zum PT1000. Und R9 ist auch unbedingt notwendig, die Begründung hab ich oben schon gegeben und du hast es auch implizit gesagt:
R1 wird so angepasst, daß tatsächlich nur 1 mA durch den Fühler fließt,
Der LM317 arbeitet erst mit Lastströmen von ca. 5mA stabil.
kannst du auch zufaellig ein auf 5V Messpannung und einer Temperaturrampe von 0 bis 250 Grad ausgelegte Beisspielschaltung vorstellen?
IC3 ist eine einfache Stromquelle für den PT1000. Weil die mit dem geringen Strom nicht funktionieren würde ist R9 als Belastung da. IC2A ist nur ein einfacher Impedanzwandler für die Spannung über dem PT1000 mit V=1. Wenn man R4 und R5 entsprechend hochohmig macht, braucht man IC2A nicht, erst recht nicht, wenn gar keine Spannungsteilung nötig ist. IC2C ist ebenfalls nur ein Verstärker mit V=1. Mit entsprechender Dimensionierung von R2, R3 und TR1 kann der entfallen. Mann könnte auch noch auf IC2D verzichten, wenn man R6 entsprechend anpasst.
Allerdings ist es mir jetzt längst zu spät, das genau durchzurechnen. Gute N8.
Ich nehme mal an, dass es hier wieder um das Geheimprojekt mit dem zum Reflow-Löter umgebauten Pizza-Ofen geht ;-). Dein Enthusiasmus, so viele Schaltungen und Projekte ohne die geringste Ahnung von den Dingen durchzuziehen, verdient einen gewissen Respekt.
Wenn der PT1000-Messfühler nur durch die Luft erwärmt wird, dann dauert das eben seine Zeit. Edelstahl ist nicht der beste Wärmeleiter und auch die Wärmekapazität will umgeladen sein. Du brauchst einen ungekapselten Sensor und Luftumwälzung. Die Schaltung für die PT1000- Auswertung geht auch mit nur 2 OPVs.
Diese Stege vom Pad zur Fläche des Polygons heißen Thermals. Ihre Breite ist gleich der Breite (Width) der Umrandung (Wire) des Polygons. Mit Thermals=off kann man die Stege ganz abschalten und das Pad direkt mit dem Polygon verbinden.
Hallo RH, ich war einige Zeit ohne Internet (im Urlaub), daher die späte Reaktion.
Das mit 1µ am Ausgang unter 500Hz nichts rauskommt ist ja klar, deswegen ist oben in der Schaltung auch 1mF=1000µF drin. Ich hab die Schaltung mal etwas umdimensioniert, so daß man mit 39Ohm Last etwas bessere Daten hat. Stromaufnahme <10mA, sonstige Daten siehe Bild.
Warum interessiert das Verhalten bei 1V? Ab 1,1V sind Batterien und erst recht Akkus praktisch vollkommen leer (siehe Bild), deswegen ist die Schaltung nur bis 1,1V gemacht. Und selbst das ist schon sehr knapp. Immerhin liegen gleichstrommäßig folgende Spannungen in Reihe: Spannung am Emitterwiderstand 15Ohm+Ube BC369+Uce BC549+Spannung am Emitterwiderstand 68Ohm. Da bleibt nicht viel zum AP-einstellen und regeln.
ich hab mal was von 36 Volt im Leerlauf gemessen...
Kann je nach Geschwindigkeit und Radgröße viel mehr sein und außerdem war zuletzt von Spannungsverdopplung die Rede und das ist dann eben nicht
hart an der typischen 7805 Grenze
sondern weit darüber.
mit der Transildiode schafft man auch alles über 22 Volt erfolgreich weg!!!
Aber genau das ist ein "Parallelregler".
Edit: Counterfeiter: Na ist der Groschen doch noch gefallen was? Alles schnell wieder weggelöscht.
Welcher Optokopler kommt nun des Spitzenstrom von 1,5A nahe oder besser drüber und wird außerdem auch (mit Vorwiderstand) mit 5V angesteuert?
Du brauchst keinen Optokoppler mit 1,5A. Die Triacs zünden bei viel weniger Strom und verhindern durch ihr eigenes Einschalten höhere Ströme von selbst (siehe Funktionsbeschreibung oben). Daher wird der MOC auch mit 220R nicht kaputtgehen, aber es ist formal nicht in Ordnung, wenn die Schaltung Ströme über dem Maximalwert zulässt. Wenn beispielsweise der MT2 nicht angeschlossen ist, würde die Schaltung über die gesamte Halbwelle versuchen den Triac zu zünden und dabei den MOC durch Überstrom und den 220R durch Überstrom/-Leistung zerstören.
Und verzichte doch mal bitte auf die vielen Leerzeilen, das liest sich so mühsam.
Ich würde gerne diesen in der oben aufgezeigten Schaltung benutzen, möchte Ihn aber allerdings auch richtig Dimensionieren in Sachen Optokoppler und Widerständen!
Viel gibts da nicht zu dimensionieren. Sobald der MOC angesteuert wird und die Spannung an ihm unterhalb der Inhibit-Spannung ist, schaltet der MOC den 220R an das Gate. Irgendwann zündet der Triac, die Spannung an ihm sinkt auf ca. 1V, der MOC sperrt dadurch und der Gatestrom geht auf Null. Bei welchen Spannungen und Strömen das passiert hängt von den individuellen (temperaturabhängigen) Daten des Triac und des MOC ab.
Der Gatestrom kann maximal 325V/220R=1,5A sein, damit sollten die genannten Triacs wohl zünden. Andererseits wird dann mit 220R der maximale Spitzenstrom (1A) des MOC überschritten. Ich würde daher 330R einsetzen.
Der Triac, der vorher genutzt wurde (TIC246 ), hat IGT 12mA während der BT139 einen IGT von 35mA aufweist.
Jetzt die Frage, muss da nicht der Widerstand am Gate von 330R auf geschätzte 180R bestimmt werden?
Laut DB hat der BT139 durchweg kleinere Zündströme als der TIC246. Der Gatewiderstand dient nicht zum Zünden, sondern soll im Gegenteil ein ungewolltes Zünden des Triac durch den Reststrom des MOC verhindern.
Ja das mit den 0,95V / 0,7V sehe ich auch so und deshalb schrob ich ja auch:
(etwas vereinfacht, Diodenflussspannung=0,7V):
Vielleicht haben die ja besonders großflächige Transistoren eingebaut, die eine besonders geringe Ube haben und daher die Spannung am Re entsprechend größer ist, oder die Dioden sind sehr klein, oder...
Jetzt bin ich mir aber ziemlich unsicher, wie ich die Verlustleistung bei denen berechne.
Du hast im Wesentlichen 3 Komponenten (etwas vereinfacht, Diodenflussspannung=0,7V):
1. Der Referenzpfad (EN-->Masse)
Der Strom in diesen Pfad ist IEN=(24V-1,4V)/1k5=15mA. Die Leistung also 24V*15mA=360mW.
2. Der Transistor
Seine Uce=24V-21V-0,7V=2,3V, die Leistung also 2,3V*100mA=230mW.
3. Der interne Emitterwiderstand
Laut Datenblatt hat der 95R und der Strom ist 10mA. Also ist die Leistung I*I*R=0,01A*0,01A*95R=9,5mW
Das ergibt eine Gesamtverlustleistung von 600mW. Der größte Anteil stammt aus dem Referenzpfad, der für 24V zu niederohmig ist. Du solltest unbedingt einen 18K-Widerstand vor den EN-Pin schalten.
Locker bleiben, ist doch alles geklärt. Da bedarf es keiner großen Erklärung, wenn ich in der Zeile verrutscht bin
Gilt vor allem für dich. Unsere beiden Posts kamen genau zur gleichen Zeit (10:22), so dass wohl klar ist, dass meine "große Erklärung" eben nicht die Antwort auf deine Aussage mit der verrutschten Zeile war, sondern auf den Post 12 Minuten davor.
So wie ich das sehe, komme ich mit den angegebenen Transistoren nicht hin oder? Die haben beide eine Sättigungsverstärknung von 10, was bei 20mA max. Ausgangsstrom vom µC nicht reicht, oder ist mein Gedankengang falsch?
Du sieht da was falsch. Um das Sättigungsverhalten von Transistoren vergleichbar zu machen, werden die normalerweise mit Ib=1/10Ic übersteuert. Der BC368 hat bei Uce=1V und Ic=500mA noch eine Stromverstärkung von B=150. Für deine Anwendung nimmt man aber eher einen LogicLevel-Mosfet, z.B. IRLML2402
